基于开关电容的混合型直流变换器箝位电路特性分析

郝士诚; 董芹芹; 李守翔

doi:10.12404/j.issn.1671-1815.2504418

科学技术与工程 ›› 2026, Vol. 26 ›› Issue (6) :2419-2429 DOI: 10.12404/j.issn.1671-1815.2504418

电工技术

基于开关电容的混合型直流变换器箝位电路特性分析

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Characteristics of Clamping Circuit in Hybrid DC Converter Based on Switched Capacitor

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摘要

针对基于开关电容和高频变压器的混合型直流变换器存在的开关管关断瞬间产生的高电压尖峰问题,使用在原边侧引入箝位电路的方案予以解决。无源箝位电路具有设计简单、成本比较低等优点,对电压尖峰的抑制具有良好的效果。选择电阻-电容-二极管、电感-电容-二极管和能量回馈3种无源箝位电路来吸收漏感的能量,在关断时刻构建新的电流通路,吸收并转移漏感能量,限制开关关断时的电压尖峰,最终降低开关器件的电压应力。首先对3种箝位电路进行详细的设计说明,并对电压尖峰抑制效果、效率等进行对比分析,最后设计制作了输入电压为36.3~69.5 V、输出电压为400 V、输出功率为50~150 W的实验样机,并对3种箝位电路的电压尖峰抑制效果和效率进行对比验证。实验结果表明3种箝位电路各有优势,可以根据混合型变换器的实际应用场合需求进行选择。

Abstract

The problem of high voltage spikes, generated at the switch-offinstant in a hybrid DC converter based on switched capacitors and a high-frequency transformer, is addressed by introducing a primary-side clamping circuit. Passive clamping circuits are utilized for their simple design, low cost, and effectiveness in suppressing voltage spikes. Three passive clamping circuits-resistor-capacitor-diode, inductor-capacitor-diode and an energy feedback circuit—were selected to absorb leakage inductance energy. At the moment of switch-off, a new current path was formed to absorb and transfer this energy, limiting the voltage spike and ultimately reducing the voltage stress on the switching device. Detailed designs of the three circuits were first presented, followed by a comparative analysis of their spike suppression effects and efficiency. Finally, an experimental prototype with specifications of 36.3~69.5 V input, 400 V output, and 50~150 W power was designed and fabricated. The spike suppression performance and efficiency of the three circuits were then experimentally compared and verified. The results demonstrate that each clamping circuit offers distinct advantages, allowing for selection based on the specific application requirements of the hybrid converter.

Graphical abstract

关键词

直流变换器 / 开关电容 / 高频变压器 / 箝位电路

Key words

DC-DC convertor / switched capacitor / high-frequency transformer / clamp circuit

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郝士诚, 董芹芹, 李守翔. 基于开关电容的混合型直流变换器箝位电路特性分析[J]. 科学技术与工程, 2026, 26(6): 2419-2429 DOI:10.12404/j.issn.1671-1815.2504418

HAO Shi-cheng, DONG Qin-qin, LI Shou-xiang. Characteristics of Clamping Circuit in Hybrid DC Converter Based on Switched Capacitor[J]. Science Technology and Engineering, 2026, 26(6): 2419-2429 DOI:10.12404/j.issn.1671-1815.2504418

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近年来,以光伏、燃料电池为代表的清洁能源技术因其低碳排放特性而备受关注^[1]。然而,这类能源的输出电压普遍较低,需借助高增益DC-DC变换器提升至可用水平,然而传统Boost变换器因受到占空比和元件应力的限制,难以满足需求^[2-4]。高增益变换器可将电压提升至适合并网逆变器或交流负载使用的等级,是可再生能源系统中的关键接口设备^[5]。

为提升电压增益,学者们提出了多种解决方案。用于DC-DC变换器的升压技术大致可分为开关电容、电压乘法器、开关电感器、磁耦合和多级级联方法^[6]。文献[7]中提出了一种由单电感和开关电容单元结构组成的电路,该电路具有开关电容技术的高集成度和电容器之间直接充电引起的电压尖峰的缺点。文献[8]介绍了一种新型的单开关隔离混合升压变换器,将高频变压器引入传统阶梯型开关电容变换器中,所提变换器不仅可以实现电气隔离,还可以对电压增益进行调节,具有高效率、高功率密度、增益扩展灵活等优点。然而,由于变压器漏感的影响,该变换器会产生电压尖峰,进而产生开关管击穿风险增加和整体效率降低等问题^[9]。针对上述问题,目前有很多学者提出了一些方法来抑制电压尖峰,主要分为有源箝位^[10-11]和无源箝位电路两种方案来解决^[12-13]。

近年来,有源箝位方案备受关注,其主要目标是回收漏感能量并实现开关管的软开关,从而在抑制电压尖峰的同时最大化变换器效率。文献[14]采用双耦合电感和有源箝位技术实现了开关管的零电压开关,有效提升了变换器性能。文献[15]则结合反馈控制回路动态调节驱动电压,实现了精准的电压钳位。尽管有源箝位技术效果显著,但其通常需要引入额外的辅助开关和复杂的驱动控制电路,这不仅增加了系统的复杂度和成本,还可能引入新的损耗路径,在部分注重成本和可靠性的应用场景中并非最优选择。

与此相对,无源箝位电路因其结构简单、成本低廉且无需额外控制的优点,在中小功率应用中依然是极具竞争力的方案。然而,当前的研究大多集中于有源方案的创新,对于无源箝位电路在新型混合式变换器(特别是结合了开关电容和高频变压器的拓扑)中的应用性能对比研究尚不充分^[16]。现有的文献虽然描述了电阻-电容-二极管(resistor-capacitor-diode,RCD)和电感-电容-二极管(inductor-capacitor-diode,LCD)等经典无源箝位电路,但缺少针对这类特定拓扑,从电压抑制效果、能量损耗/回收、系统效率影响及器件选型等多个维度系统性、实验性的对比分析^[17-18]。这使得设计人员在面对实际应用需求时,难以在不同无源方案之间做出有充分依据的选择。

为填补上述研究空白,针对基于开关电容和高频变压器的混合型直流变换器,现开展不同无源箝位电路的特性研究。详细阐述RCD、LCD和能量回馈3种无源箝位电路在该特定拓扑下的工作原理与参数设计方法;通过搭建100 W的实验样机,对3种电路在同一变换器平台上的电压尖峰抑制效果、对整机效率的影响进行全面的实验对比与定量分析。以期为该类高增益变换器的工程应用提供直接的、具有实践价值的设计参考与优化依据,从而在保证开关器件安全运行的前提下,根据效率、成本和体积等不同侧重,选择最合适的漏感抑制方案。

1 电路参数设计与仿真分析

所提出变换器的等效电路如图1所示。为了检验所提出变换器的工作性能与理论分析是否一致,基于变换器的工作原理、器件应力、边界条件等确定样机参数,进行器件选型,并完成原理样机的设计,该样机的具体设计参数如下:①输出功率P_out为50~150 W;②输入电压V_in不固定,输出电压V_out保持在400 V;③开关频率为50 kHz。

1.1 变压器的设计

所提出的变换器的电压增益是由占空比和匝数比共同决定。较大的占空比会导致电流纹波和开关器件的电压应力增大;较小的占空比会导致变压器匝数比变大,导致变压器的尺寸增加。因此,本文考虑折中方案,当输入电压V_in=48 V、输出电压V_out=400 V、占空比D=0.5时,变压器的匝数比n公式为

(1)

$n=\frac{(1-D){V}_{\mathrm{o}\mathrm{u}\mathrm{t}}}{(3-D){V}_{\mathrm{i}\mathrm{n}}}$

当输出功率为100 W、占空比为0.5时,为了保证变换器能够工作在CCM模式下,励磁电感需要满足下述条件,即

(2)

${L}_{\mathrm{M}}>\frac{D{(1-D)}^{2}{R}_{\mathrm{L}}}{4{n}^{2}{f}_{\mathrm{s}}(3-D)}$

式(2)中:L_M为励磁电感;f_s为开关频率;R_L为负载电阻。

基于上述理论计算,选择匝数比为5/3,励磁电感为300 μH的变压器。

1.2 电容的设计

电容C₁~C₄的取值可以根据其电压纹波来进行计算,假设电容的电压纹波系数为γ,电容C₁~C₄的纹波系数取值为0.01,那么电容C₁~C₄的计算公式为

(3)

${C}_{1}=\frac{2(3-D){P}_{\mathrm{o}\mathrm{u}\mathrm{t}}}{(1-D)\gamma {f}_{\mathrm{s}}{V}_{\mathrm{o}\mathrm{u}\mathrm{t}}^{2}}$

(4)

${C}_{2}={C}_{3}=\frac{(3-D){P}_{\mathrm{o}\mathrm{u}\mathrm{t}}}{\gamma {f}_{\mathrm{s}}{V}_{\mathrm{o}\mathrm{u}\mathrm{t}}^{2}}$

(5)

${C}_{4}=\frac{(3-D){P}_{\mathrm{o}\mathrm{u}\mathrm{t}}}{\gamma (1-D){f}_{\mathrm{s}}{V}_{\mathrm{o}\mathrm{u}\mathrm{t}}^{2}}$

(6)

${C}_{\mathrm{o}\mathrm{u}\mathrm{t}}=\frac{D{P}_{\mathrm{o}\mathrm{u}\mathrm{t}}}{\gamma {f}_{\mathrm{s}}{V}_{\mathrm{o}\mathrm{u}\mathrm{t}}^{2}}$

式中:P_out为输出功率;f_s为开关频率;C_out为输出电容。

电压纹波系数取值为0.000 1,那么输出电容C_out的公式为

(7)

${C}_{\mathrm{o}\mathrm{u}\mathrm{t}}=\frac{D{P}_{\mathrm{o}\mathrm{u}\mathrm{t}}}{\gamma {f}_{\mathrm{s}}{V}_{\mathrm{o}\mathrm{u}\mathrm{t}}^{2}}$

当输出电压为400 V,占空比选择为0.5时,电容C₂和C₄的电压应力约为160 V,电容C₁和C₃的电压应力约为80 V。此外,输出电容C_out的电压应力等于输出电压400 V。综合以上理论分析,为了方便起见,4个开关型电容C₁~C₄选取的型号为EKXL421ELL390MJ4,其电容值为39 μF,耐压值为420 V;输出电容C_out选取的型号为ESU107M450AN9AA,其电容值为100 μF,耐压值为450 V,可以满足实验需求。

1.3 仿真分析

根据上述选择的器件型号在仿真软件中对所提出的变换器进行仿真分析,其开关管电压波形如图2所示。在开关管关断时刻,变压器的漏感会在开关管上产生显著的电压尖峰,约为640 V,开关管很容易被损坏。这是因为变压器受制作工艺限制,必定会存在一定的漏感,并在开关导通的时间内储存了一部分能量。在开关导通期间,漏感的能量无法传递到次级。而在开关管关断之后,变压器以串联电感的模式工作,此时漏感储存的能量能够释放给负载。因此漏感的存在理论上不会给变换器效率带来显著的影响,但在电压关断过程中漏感和开关管的寄生电容会产生谐振。流过漏感的谐振电流存在一个瞬降,会造成过高的电压关断尖峰,对开关管的电压应力、关断损耗以及器件选型带来不利的影响。对于漏感造成的关断电压尖峰,需要在开关关断瞬间构建一条电流通路,限制流过漏感电流的变化率,从而限制开光管的关断电压尖峰。针对这一问题,拟采用在变换器的原边侧加入箝位电路的方法,并对箝位电路进行合理的设计,实现对漏感的能量进行吸收,从而保护开关管。

2 箝位电路的设计

箝位电路主要分为无源箝位和有源箝位,其中无源箝位不需要额外的控制以及驱动电路,具有设计简单、成本比较低等优点。因此,选择RCD、LCD、能量回馈3种无源箝位电路来吸收漏感的能量,防止开关管的电压尖峰过高。

2.1 RCD 箝位电路

加入RCD箝位电路后的电路结构如图3所示,该电路的具体工作模态如图4所示。由于箝位电路在变换器的原边侧,简便起见,只给出原边侧的工作模态图,如图4所示。当开关管S₀导通时,箝位电容C₅继续给箝位电阻R₁充电,消耗掉箝位电容C₅在开关管关断期间存储的能量,如图4(a)所示;当开关管S₀关断时,二极管D₆导通,漏感中存储的能量被释放到箝位电容C₅中,其电压在极短时间内上升到最大值,开关管的电压尖峰等于输入电压和箝位电压最大值之和,如图4(b)所示;当漏感电流降为零时,二极管D₆截止,箝位电容 C₅开始给箝位电阻 R₁充电,进行能量释放,如图4(c)所示。

根据上述工作原理分析,RCD箝位电路的参数设计步骤如下。

2.1.1 确定箝位电压V_C

当箝位电容C₅的电压稳态值V_C₅等于反射电压的两倍左右时,可以合理地在变换器的工作效率以及开关管电压尖峰之间进行折中。当变换器的输入电压为48 V,占空比为0.5时,其二次侧反射电压为

(8)

${V}_{\mathrm{o}\mathrm{r}}=\frac{D{V}_{\mathrm{o}\mathrm{u}\mathrm{t}}}{n(3-D)}=\frac{3\times 0.5\times 400}{5\times (3-0.5)}=48$

从而可以得到箝位电压V_C的稳态值为

(9)

${V}_{\mathrm{C}5}=2{V}_{\mathrm{o}\mathrm{r}}=2\times 48=96$

箝位电容的数值可以根据其电压纹波确定,本文选取的电压纹波系数λ为0.02,所求箝位电容C₅的数值为

(10)

${C}_{5}\ge \frac{1}{\lambda {R}_{\mathrm{L}}\mathrm{ }{f}_{\mathrm{s}}}=0.33$

基于以上计算结果,并结合实验室现有器件,选择阻值为3 000 Ω、功率为20 W的箝位电阻。

2.1.2 确定箝位电阻R₁

由于箝位电容数值远大于开关管的寄生电容,因此可以认为漏感中存储的能量全部被转移到了箝位电容中,最终全部被箝位电阻消耗掉。RCD箝位电路在一个周期内所吸收的能量除了漏感储存的能量之外,还包括二次侧反射电压的回馈能量,因此箝位电阻的计算公式为

(11)

${R}_{1}=\frac{2({V}_{{C}_{5}}-{V}_{\mathrm{o}\mathrm{r}}){V}_{{C}_{5}}}{{L}_{\mathrm{k}}{i}_{\mathrm{L}\mathrm{k}-\mathrm{p}\mathrm{e}\mathrm{a}\mathrm{k}}^{2}{f}_{\mathrm{s}}}=2\mathrm{ }660$

式(11)中:i_Lk-peak为漏感的峰值电流。

箝位电阻的功率为

(12)

${W}_{{R}_{1}}=\frac{{U}_{{R}_{1}}^{2}}{{R}_{1}}=\frac{{96}^{2}}{2\mathrm{ }660}=3.5$

基于上述计算结果,并结合实验室现有器件,选取0.33 μF/400 V的箝位电容。

为了验证所设计的 RCD 箝位电路作用效果,使用仿真软件进行仿真,具体仿真结果如图5所示。从图5中可以看出,箝位电压的稳态值为96 V,这与式(9)计算的理论值一样;开关管S₀的电压尖峰从610 V降到了145 V,与理论设定电压尖峰值144 V基本一致,表明所设计的RCD箝位电路对开关管电压尖峰有明显抑制作用。

2.2 LCD 箝位电路

加入 LCD 箝位电路后的电路结构如图6所示。从图6可以看出,LCD箝位电路由电感L₁、电容C₆以及二极管D₇、D₈组成。该箝位电路不仅可以吸收漏感存储的能量,抑制开关管上的电压尖峰,还可以将能量回馈到主电路,具体工作模态如图7所示。

模态1 [t₀,t₁]:当开关管S₀导通时,先前存储在电容C₆中的能量通过开关管S₀以及二极管D₈释放到电感L₁中,电容C₆的电压开始下降,其极性会发生反转,当其电压将降到-V_in时,该模态结束。

模态2 [t₁,t₂]:当电容C₆的电压达到-V_in时,二极管D₇导通,电感L₁在上一个模态中存储的能量开始回馈到主电路,其电流呈线性下降,当流过电感L₁的电流降为0时,该模态结束。

模态3 [t₂,t₃]:当电感L₁的电流降为0后,二极管D₇和D₈将反向偏置。输入电源继续给励磁电感、漏感充电,直到开关管S₀关断。

模态4 [t₃,t₄]:当开关管S₀关断时,二极管D₇导通,存储漏感中的能量被电容C₆吸收,其电压在很短的时间内从-V_in上升到其最大电压V_C₆-max,当漏感电流降为零时,该模态结束。

模态5 [t₄,t₅]:当电容C₆的最大电压V_C₆-max大于输入电压V_in和二次侧反射电压V_or之和时,二极管D₈导通,电容C₆、电感L₁以及漏感L_k共同谐振,能量被同时回馈到输入源和输出。

模态6 [t₅,t₆]:二极管D₈截止,只有励磁电感通过变压器一次侧传输能量。

根据以上工作模态分析,LCD箝位电路的参数设计步骤具体如下。

(1)确定箝位电容C₆的数值。由于箝位电容C₆的数值远大于开关管的寄生电容,因此漏感在开关管导通期间存储的能量可视为全部被释放到电容C₆中,电容C₆的取值需要满足的条件为

(13)

${C}_{6}({V}_{{C}_{6}-\mathrm{m}\mathrm{a}\mathrm{x}}^{2}+{V}_{{C}_{6}-\mathrm{m}\mathrm{i}\mathrm{n}}^{2})>{L}_{\mathrm{k}}{i}_{\mathrm{L}\mathrm{k}-\mathrm{p}\mathrm{e}\mathrm{a}\mathrm{k}}^{2}$

此外,为了让箝位电路吸收的能量尽量回馈到主电路,应该保证模态5能够出现,并防止过振荡,其应该满足的条件为

(14)

$2{V}_{\mathrm{i}\mathrm{n}}+{V}_{\mathrm{o}\mathrm{r}}>{V}_{{C}_{6}-\mathrm{m}\mathrm{a}\mathrm{x}}>{V}_{\mathrm{i}\mathrm{n}}+{V}_{\mathrm{o}\mathrm{r}}$

LCD箝位电容C₆的电压最大值为

(15)

${V}_{{C}_{6}-\mathrm{m}\mathrm{a}\mathrm{x}}={V}_{\mathrm{o}\mathrm{r}}+{i}_{\mathrm{L}\mathrm{M}-\mathrm{p}\mathrm{e}\mathrm{a}\mathrm{k}}\sqrt{\frac{{L}_{\mathrm{k}}}{{C}_{6}}}$

将相关参数的数值代入式(33)中并进行整理,可以得到箝位电容C₆需要满足:C₆>3.4 nF。

综合以上理论分析,结合实验室现有器件,选取5.6 nF/100 V的箝位电容。

(2)确定箝位电感L₁的大小。在模态1中,当开关管导通时,电容C₆上的电压极性需要通过与电感L₁组成的谐振电路来进行反向,其电压极性进行反转的时间约占谐振周期的1/2。为了保证电容C₆的电压极性能够反转,谐振周期的一半要小于开关管的最小开通时间,即

(16)

$\mathrm{\pi }\sqrt{{L}_{1}{C}_{6}}<{D}_{\mathrm{m}\mathrm{i}\mathrm{n}}{T}_{\mathrm{s}}$

将相关参数的数值代入式(16)中进行计算,可以得到箝位电感L₁的取值:L₁<59 μH。

基于上述理论分析,选取数值为20 μH的箝位电感。为了验证所设计 LCD 箝位电路的效果,使用仿真软件进行仿真,仿真结果如图8所示。图8(a)为LCD箝位电路二极管电流 I_D₇和I_D₈的波形,模态2和模态4时刻分别对应图7(b)和图7(e)的模态。在开关管导通时,存在二极管D₇、D₈同时导通的模态;在开关管关断时,存在只有二极管D₈导通的模态,这说明箝位电路在开关管关断和导通期间都有能量回馈到主电路,变换器的工作效率会有所提升。

从图8(b)可以看出,开关管S₀的电压尖峰从610 V降到了136.4 V,有效减小了开关管的电压尖峰,从而避免开关管被损坏,表明所设计的LCD箝位电路具有较好的作用效果。

2.3 能量回馈箝位电路

加入能量回馈箝位电路后的电路结构如图9所示,其结构与LCD箝位电路极为相似,也可以吸收漏感能量并将能量回馈到主电路,从而保护了开关管,并且有利于提高变换器的效率。能量回馈箝位电路将箝位电感替换成了变压器的3次绕组,减少了一个磁性器件,体积相对减小,其具体的工作模态如图10所示。由图9和图10可以看出,能量回馈箝位电路与 LCD 箝位电路的工作原理基本一致,因此这里不再赘述该箝位电路的每个具体工作模态,只对涉及电路参数设计的几个关键模态进行分析。与LCD 箝位电路的工作原理不同的是模态4,当开关管关断时,二极管D₉ 导通,漏感给箝位电容C₇充电,电容C₇的电压开始上升,其电压在该模态结束时达到最大值。

根据能量回馈箝位电路的工作模态,该箝位电路的参数设计步骤具体如下。

(1)确定变压器的匝数比。为了让能量回馈箝位电路在开关管导通期间可以向主电路回馈能量,可以得到箝位电容C₇的最大电压V_C7-max应该满足以下关系式,即

(17)

${V}_{{C}_{7}-\mathrm{m}\mathrm{a}\mathrm{x}}<\frac{{V}_{\mathrm{o}\mathrm{u}\mathrm{t}}}{n(3-D)}\left(1+D-2\frac{{N}_{\mathrm{r}}}{{N}_{\mathrm{p}}}\right)$

变压器3次侧绕组N_r和1次侧绕组N_p之间的匝数比关系式为

(18)

$\frac{{N}_{\mathrm{r}}}{{N}_{\mathrm{p}}}<\mathrm{m}\mathrm{i}\mathrm{n}\left(\frac{1-D}{D},\frac{D}{2-D}\right)$

将相关参数的数值代入式(18)中进行计算,N_r/N_py应该满足式(18)的最小值min。可以得到N_r/N_p应该小于1/3,本文取值为1/6,故三绕组变压器的匝数比为6∶10∶1。

(2)确定箝位电容C₇的数值。为了保证箝位电容C₇在开关管导通期间可以实现极性的反转,需要满足

(19)

$\mathrm{\pi }\sqrt{{\left(\frac{{N}_{\mathrm{r}}}{{N}_{\mathrm{p}}}\right)}^{2}{L}_{\mathrm{k}}{C}_{7}}<D{T}_{\mathrm{s}}$

综合以上理论分析,结合实验室现有器件,选取12 nF/100 V的箝位电容,可以满足实验需求。为了验证所设计能量回馈箝位电路的作用效果,先使用仿真软件进行仿真,结果如图11所示。从图11(a)中可以观察到,在开关管导通时,存在二极管D₉、D₁₀同时导通的模态;在开关管关断时,存在只有二极管D₁₀导通的模态,这说明箝位电路在开关管关断和导通期间都有能量回馈到主电路,有利于提升变换器的工作效率。从图11(b)中可以看出,开关管S₀的电压尖峰从610 V降到了150 V,有效减小了开关管的电压尖峰,从而避免开关管被损坏,表明所设计的能量回馈箝位电路具有较好的作用效果。

3 实验验证

基于混合型直流变换器的电路结构以及前文所选取的器件,进行实验样机的原理图设计和 PCB 绘制。搭建的实验测试平台和原理样机如图12所示。大功率直流电源与主电路的输入端相连接,为样机提供输入电压;电子负载与主电路输出端相连接,通过改变负载取值使输出功率在50~150 W;DSP的输出信号与预留的驱动电路输入端连接,经过驱动电路放大后控制开关管的导通与关断;辅助电源分别与驱动电路和采样电路连接,提供5 V供电;示波器通过电压/电流探头与需要测试的位置相连接,显示相应的实验波形。

结合上述的器件选型和箝位电路设计,表1中详细列出了开关管、二极管、电容、变压器等器件的类型、型号及其关键参数。以上器件的选择为电路的稳定性和效率提供了保障,为后续的实验工作奠定了基础。

3.1 实验结果分析

3.1.1 未加箝位电路的实验波形

为验证理论分析的正确性,首先对未加箝位电路的变换器工作性能进行实验,测试内容主要包括电压增益、电容的电压应力以及开关管的电压电流。由于电容C₂和C₃的电压应力相等,C₁和C₄的电压应力相等,故只测试了电容C₂和C₄的电压应力。变压器匝数比为固定值5/3,输出功率为100 W,通过改变输入电压和占空比,使得输出电压保持在400 V,具体实验波形如图13所示。

其中,图13(a)给出了不同占空比下的驱动信号电压V_GS、开关管漏-源电压V_DS以及电流I_DS的波形,图13(b)给出了不同占空比下的输入电压、输出电压以及电容C₂、C₄的电压波形图。从图13(a)可以看出,当开关管关断时,漏-源电压有一个366 V的电压尖峰,约为开关管理论电压应力值96 V的3.8倍,开关管很容易被损坏。从图13(b)中可以看出,输入电压为52.8 V,输出电压为400 V,因此实际测量的电压增益约为7.6,理论计算电压增益值约为8.3,实测电压增益略小于理论电压增益;电容C₂的电压测量值为149 V,与理论计算值160 V比较接近;电容C₄的电压测量值为85 V,与理论计算值80 V也比较接近。

3.1.2 加入箝位电路后的实验波形

为了降低开关管在关断瞬间的电压尖峰,对加入箝位电路后的变换器进行开环实验,分别验证3种箝位电路的作用效果。为了与未加箝位电路时的实验波形形成对照,实验的占空比设定值为0.5,输出电压为400 V,输出功率为100 W,具体实验结果分别如图14~图16所示。

1)RCD箝位实验波形

在主电路预留的箝位电路插孔处插入RCD箝位电路,改变变换器的输入电压和占空比来保持输出电压为400 V,然后观察开关管的漏-源电压尖峰是否被抑制。加入RCD箝位电路后的实验波形如图14所示。从图14中可以看出,当占空比为0.5时,开关管在关断瞬间的电压尖峰为160 V,比未加箝位电路时的开关管电压尖峰(366 V)降低了206 V;从以上结果可以看出,开关管电压尖峰在加入RCD箝位电路后至少降低了200 V,表明所设计的RCD箝位电路可以吸收掉漏感能量,从而有效降低开关管的电压尖峰,起到保护开关管的作用。

2)LCD箝位电路实验波形

在主电路预留的箝位电路插孔处插入LCD箝位电路,改变变换器的输入电压和占空比来保持输出电压为400 V,然后观察开关管的漏-源电压尖峰是否被抑制,以及吸收的漏感能量是否能够回馈到主电路。加入LCD箝位电路后的实验波形如图15所示。从图15中可以看出,当占空比为0.5时,开关管在关断瞬间的电压尖峰为139 V,比未加箝位电路时的开关管电压尖峰(366 V)降低了227 V;以上结果表明本文所设计的LCD箝位电路效果较好,可以有效防止开关管的电压尖峰过大而被击穿。

3)能量回馈箝位电路实验波形

在主电路预留的箝位电路插孔处插入能量回馈箝位电路,改变变换器的输入电压和占空比来保持输出电压为400 V,然后观察开关管的漏-源电压尖峰是否被抑制以及吸收的漏感能量是否能够回馈到主电路,具体实验波形如图16所示。从图16(a)可以看出,当占空比为0.5时,开关管在关断瞬间的电压尖峰为126 V,比未加箝位电路时的开关管电压尖峰(366 V)降低了240 V;从图16(b)可以看出,在开关管导通期间都存在二极管D₉、D₁₀同时导通的状态,在开关管关断期间都存在只有二极管D₁₀导通的状态,这说明在开关管导通和关断期间有能量回馈到主电路,有利于提高变换器的效率。

3.2 箝位效果对比分析

在保持相同输出功率的情况下,分别进行了加入箝位电路前后的效率测试。首先测试了未加箝位电路的变换器在不同功率下的效率,实验的占空比保持为0.5,输出电压保持为400 V,改变负载使输出功率从50 W到130 W。根据测试结果绘制了测量效率曲线,如图17所示。从图17可以看出,当输出功率为60 W时,其工作效率达到最大值93.5%;当输出功率为130 W时,其效率最低为89.6%。加入箝位电路不仅可以抑制开关管的电压尖峰,而且会影响变换器的工作效率。

继续测试了加入3种不同箝位电路后的变换器工作效率。实验的占空比依旧保持为0.5,输出电压保持为400 V,输出功率从50 W到145 W,测试的具体效率曲线如图18所示。从图18可以明显观察到,RCD箝位电路由于箝位电阻消耗能量,其整体效率最低,平均效率为91%,当输出功率为60 W时,其效率达到最大值93.2%;加入LCD箝位电路后的变换器工作效率相对RCD箝位电路有明显提高,其平均效率为92.9%,比RCD箝位电路的平均效率提高1.9%,当输出功率为80 W时,其工作效率达到最高值94.1%;加入能量回馈箝位电路后的变换器工作效率也比RCD箝位电路有所提高,其平均效率为92.6%,当输出功率为60 W时,其效率达到最大值94%。

加入箝位电路与未加箝位电路的具体对比分析如表2所示。RCD箝位电路的结构最简单,只需要3个器件,成本较低,但是箝位电路吸收的能量被电阻消耗,变换器的效率相对会低一些;LCD箝位电路额外需要一个额外的电感,成本和体积会相对增加,但其可以将吸收的能量回馈到主电路,提高了变换器的效率;能量回馈箝位电路不需要额外的磁性器件,只需要在变压器中多绕制一个3次侧绕组,成本较高,对电压尖峰的抑制效果最好,也可以将吸收的能量回馈到主电路。

4 结论

针对基于开关电容单元的混合型直流变换器存在的高电压尖峰问题,设计了3种箝位电路来抑制电压尖峰。并对其抑制效果进行实验效果的对比分析,主要包括:未加箝位电路实验、 RCD箝位实验、LCD箝位电路以及能量回馈电路实验。实验结果表明3种箝位电路均可以有效减小基于开关电容的混合型直流变换器的开关管存在的电压尖峰,有效地保护开关管,降低开关损耗。此外,加入箝位电路不仅可以抑制开关管的电压尖峰,而且会影响变换器的工作效率,在保持相同输出功率的情况下,LCD箝位电路和能量回馈箝位电路通过将吸收的漏感能量回馈到主电路提升了变换器的工作效率,而加入RCD箝位电路后降低了变换器的工作效率。3种箝位电路各有优势,可以根据混合型变换器的实际应用场合需求进行选择。

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基金资助

国家自然科学基金(62473045)

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Received	Published	Revised
2025-06-13	2026-02-28	2025-12-05
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2026-05-30

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