全桥LLC谐振变换器的轻载效率优化

岳改丽; 毛江昊; 王佳龙; 杜光辉; 孙薏涛

doi:10.12404/j.issn.1671-1815.2503103

科学技术与工程 ›› 2026, Vol. 26 ›› Issue (7) :2942-2949 DOI: 10.12404/j.issn.1671-1815.2503103

电工技术

全桥LLC谐振变换器的轻载效率优化

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Light Load Efficiency Optimization of Full Bridge LLC Resonant Converter

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摘要

为了解决全桥LLC谐振变换器轻载下效率低导致的整体效率下降问题,提出一种变频控制与多脉冲间歇控制相结合的混合控制策略。通过研究变换器拓扑工作原理,分析原边开关管实现零电压导通和副边二极管实现零电流关断的条件,在满足变换器实现全负载范围内软开关的基础上,提出一种改进间歇控制方法,并将其与变频控制相结合来提高变换器轻载效率,根据间歇控制最大功率确定混合控制切换点,实现控制方式的平滑切换。最后搭建了一台输出功率为480 W的变换器样机,实验结果表明变换器能够实现全负载范围内软开关,并且与传统间歇控制相比,混合控制的轻载效率平均提升了1.77%。实验结果充分验证了所提控制策略的正确性及其在提升变换器能效方面的优越性。

Abstract

To address the issue of low efficiency of full bridge LLC resonant converter under light load, a hybrid control strategy combining frequency conversion control and multi pulse intermittent control was proposed. The operating principles of the converter topology were studied, and the conditions for zero voltage switching of the primary side switch and zero current switching of the secondary side diode were analyzed. Based on ensuring soft-switching over the full load range, an improved intermittent control method was proposed, which was combined with variable frequency control to improve the light load efficiency of the converter. The switching point of the hybrid control was determined based on the maximum power in intermittent control, and a smooth transition between control modes was achieved. Finally, a converter prototype with an output power of 480 W was built. Experimental results show that soft-switching can be achieved over the full load range, and compared to traditional intermittent control, the light-load efficiency of the hybrid control is improved by an average of 1.77%. The correctness of the proposed control strategy and its superiority in enhancing the converter efficiency are fully verified by the experimental results.

Graphical abstract

关键词

LLC谐振变换器 / 轻载效率优化 / 改进间歇控制 / 软开关

Key words

LLC resonant converter / light load efficiency optimization / improve intermittent control / soft switch

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岳改丽, 毛江昊, 王佳龙, 杜光辉, 孙薏涛. 全桥LLC谐振变换器的轻载效率优化[J]. 科学技术与工程, 2026, 26(7): 2942-2949 DOI:10.12404/j.issn.1671-1815.2503103

YUE Gai-li, MAO Jiang-hao, WANG Jia-long, DU Guang-hui, SUN Yi-tao. Light Load Efficiency Optimization of Full Bridge LLC Resonant Converter[J]. Science Technology and Engineering, 2026, 26(7): 2942-2949 DOI:10.12404/j.issn.1671-1815.2503103

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随着高效电力电子技术的快速发展,LLC谐振变换器因其出色的性能在多种应用中得到了广泛关注,如通信电源、电动车充电桩和分布式发电系统^[1-3]。该变换器的核心优势在于能够通过谐振特性实现开关管的零电压导通(zero voltage switching, ZVS)和零电流关断(zero current switching, ZCS),从而显著降低开关损耗,提高效率和功率密度。

然而,在轻载工况下,传统变频控制策略会因原边电流幅值不足,难以提供结电容放电所需能量,导致开关管硬开通并产生显著开关损耗;同时开关频率偏离谐振点将引发谐振腔阻抗升高与电流相位滞后现象,进一步破坏零电压导通条件,形成开关损耗累积效应,最终制约系统整体性能及能效水平^[4-6]。

为应对轻载效率低下的问题,在拓扑结构优化方面,一些研究通过优化LLC谐振变换器的拓扑结构来提升性能^[7-9]。文献[10]提出了多模态宽范围谐振拓扑,使变换器能够在更广的负载范围内保持高效运行;文献[11]通过引入宽增益范围设计,增强了谐振变换器在动态负载条件下的适应性。然而拓扑结构的改进通常需要显著增加硬件设计复杂度和成本,并对电路设计和系统集成提出更高要求。控制策略的改进是解决轻载效率问题的另一重要方向。文献[12-13]提出了PWM(pluse width modulation)+PFM(pluse frequency modulation)混合控制策略,用于动态调整开关频率以改善负载适应性,但是PWM控制容易导致开关噪声过大,并且不利于变换器软开关的实现;文献[14]利用移相控制策略在一定程度上优化了变换器的效率和动态响应,但存在一个桥臂无法实现软开关的问题。文献[15]提出了一种基于三脉冲的间歇控制方法,提高了系统的动态响应速度,但是该方法控制逻辑较难实现,并且复杂度高。文献[16]对负载的切换过程进行控制优化,通过改变脉冲宽度来控制输出电压,但其控制方式也较为复杂。在实现软开关与提高轻载效率整体研究方面,文献[17]采用移相控制,有效解决了变换器轻载或空载下电压飘高问题,但是会导致软开关特性消失;文献[18]提出Burst-PWM混合控制,利用PWM控制来减小谐振腔电流峰值,并依靠Burst控制来提供ZVS条件,但是降低了变换器轻载下间歇导通时间内的工作效率。

上述研究虽然在不同程度上改善了LLC谐振变换器的性能,但在轻载效率和软开关的综合优化方面仍有较大的提升空间^[19]。因此,在满足变换器全负载范围内软开关的基础上,提出一种基于谐振电容电压阈值的改进型多脉冲间歇控制方法,通过控制开关管的导通与关断,将谐振电容电压限制在两个阈值电压之间。并将变频控制与改进后的间歇控制相结合,通过精确设置控制模式切换点,确保控制方式能够进行平滑切换,在无需增加额外硬件复杂度的前提下,可有效解决轻载工况下软开关丢失与效率下降的共性问题。最后搭建试验样机进行测试,验证该混合控制策略的正确性和有效性。

1 LLC谐振变换器电路拓扑

全桥LLC谐振变换器的拓扑如图1所示,包含3个谐振原件:谐振电容C_r、谐振电感L_r、励磁电感L_m。

设变换器的开关频率为f_s,谐振频率为f_r,可表示为f_r=1/(2π

$\sqrt{{L}_{r}{C}_{r}}$

),变压器变比为n∶1。变换器的电压增益为

(1)M=1$/\sqrt{{\left(1+\frac{1}{k}-\frac{1}{k{f}_{n}}\right)}^{2}+{Q}^{2}{\left({f}_{n}-\frac{1}{{f}_{n}}\right)}^{2}}$

式(1)中:k为电感比,k=L_m/L_r;f_n=f_s/f_r为归一化频率;Q为品质因数,Q=

$\sqrt{{L}_{r}/{C}_{r}}$

/R_eq,其中R_eq为等效电阻。

2 变换器软开关条件分析

2.1 原边开关管ZVS实现条件

原边开关管零电压导通的必要条件在于谐振电流的相位相对于桥臂电压的相位呈现滞后状态。如图2所示为变换器开关频率f_s<谐振频率f_r时,在临界情况下实现零电压导通的相平面轨迹。i_LrN和u_CrN分别为谐振电感电流与谐振电容两端电压的归一化值,O₁和O₂分别表示变换器从T₁ 到T₂时刻与T₃ 到T₄时刻所对应的圆心,E₁和E₂分别表示T₄ 到T₁时刻与T₂ 到T₃时刻所对应椭圆的圆心。从在正半周内,开关管Q₁和Q₄处于导通状态,从T₁时刻起到T₄时刻开关管Q₁和Q₄关断,开关管Q₂和Q₃准备导通。为了简化分析,忽略死区时间以及结电容的充放电时间,在此情况下,保证原边开关管实现零电压导通的必要条件是T₄时刻的电流需维持大于零的状态,负半轴不再赘述。

要实现开关管的零电压导通,除了满足谐振电流的相位条件外,还必须保证电感所释放的能量要大于开关管结电容所存储的能量。即

(2)

$\frac{1}{2}$

L_r${I}_{ZVS.th}^{2}$≥$\frac{1}{2}$C_oss

${U}_{in}^{2}$

式(2)中:I_ZVS,th为开关管实现ZVS的最小电流;C_oss为开关管等效寄生电容。

将I_ZVS,th的限制条件绘制到相平面空间中如图3所示。

为了保证零电压导通的顺利实现,需要在开关管关断的瞬间,确保电感中存储的能量大于实现零电压导通所需要的最小电流I_ZVS,th对应的能量阈值。为了避免变换器丢失ZVS的实现条件,应该使开关动作点的谐振电流大于I_ZVS,th。

2.2 副边二极管ZCS实现条件

当LLC谐振变换器工作在f_s<f_r状态时,能够实现副边整流管的零电流关断,但是负载的突变以及工作频率的变化都可能对零电流关断的实现条件产生显著影响。LLC谐振变换器直流电压增益曲线如图4所示。

纯阻性曲线和直线f_N=1将整个直流电压增益曲线划分为区域Ⅰ、区域Ⅱ和区域Ⅲ。区域Ⅰ被定义为感性工作区,在此工作区内,归一化频率f_N>1, 直流电压增益小于1并且呈现出单调递减的趋势,此时变换器处于降压工作状态;区域Ⅱ也属于感性工作区,但其归一化频率f_N<1,且直流电压增益大于1,变换器处于升压工作状态;区域Ⅲ为容性工作区,在此工作区内,归一化频率f_N<1,直流电压增益小于1。在设计LLC谐振变换器时,通常要求其工作在感性工作区,以确保原边开关管实现零电压导通,同时副边二极管实现零电流关断。

当励磁电感L_m没有被输出电压U_o钳位时,可以计算出励磁电感上的电压为

(3)u_Lm=(u_AB-u_Cr)$\frac{{L}_{m}}{{L}_{m}+{L}_{r}}$

当开关管Q₁和Q₄导通时可以将式(3)化简为

(4)u_Lm=(U_in-u_Cr)$\frac{k}{1+k}$

由于谐振电容电压v_Cr是动态变化的,因此必须综合考虑副边二极管的导通条件,当-nU_o<v_Lm<nU_o时,副边二极管上的电压未能达到副边二极管导通的阈值时,二极管将不会导通。因此副边二极管关断的条件为

(5)-nU_o<(U_in-u_Cr)$\frac{k}{1+k}$<nU_o

对式(5)进行归一处理并化简可得

(6)1-$\left(1+\frac{1}{k}\right)$nU_oN<u_CrN<$\left(1+\frac{1}{k}\right)$nU_oN+1

对式(6)进行分析可知,变换器工作在正半周期,当开关管Q₁和Q₄处于导通状态时,副边二极管的电流会出现断续现象,这一现象为副边二极管的零电流关断提供了条件。绘制式(6)的不等式区域如图5(a)所示,当变换器处于f_s<f_r状态时,副边整流管的零电流关断需满足开关动作点T₁~T₄在图5(a)中的位置。同理,变换器工作在负半周时,可以推断出当开关管Q₂和Q₃导通后,副边整流管的电流会出现断续现象,如图5(b)所示。

3 轻载控制策略

在LLC谐振变换器中,间歇控制作为提升变换器轻载下效率的主要方法,被广泛应用于各种变换器拓扑中。它通过减少开关次数和降低轻载时的导通损耗,显著提高轻载或空载条件下的整体效率。其工作波形如图6所示。

在一个间歇周期T_burst内,存在间歇导通时间T_on与间歇关断时间T_off。当负载需求较低时,控制器检测到输出电压U_o高于设定阈值上限电压u_TH,H,关闭所有开关管,变换器进入“休眠”状态从而停止工作。此时,能量传输暂停,输出电容开始放电。当输出电压U_o因放电而低于设定阈值下限电压u_TH,L时,控制器重新激活开关管,变换器进入“工作”状态,谐振回路开始工作并向输出电容补充能量,直到电压恢复至目标值,再次进入休眠。通过调节占空比进而间接控制输出功率,维持电压稳定。

传统的间歇控制,其反馈电压会随着负载变化而发生变化,因此在驱动时容易产生噪声,且控制频率也无法得到保障。当变换器处于轻载状态时可能无法保证其软开关,从而导致轻载效率下降。针对上述问题,提出一种改进型间歇控制策略,其工作波形如图7所示。

在t₀时刻之前变换器处于多脉冲间歇控制关闭状态,输出电压U_o减小;在t₀时刻输出电压减小至阈值,此时开关管Q₁和Q₄导通,谐振电容电压v_Cr增大,输出电压U_o减小;在t₁时刻谐振电容电压增大至阈值上限电压u_TH,H,开关管Q₁和Q₄关断,Q₂和Q₃导通;到t₂时刻,即谐振电容电压减小至阈值下限电压u_TH,L时,开关管Q₂和Q₃关断,Q₁和Q₄导通,输出电压增大;t₃时刻之后,所有开关管全部关断,变换器停止工作,此时谐振腔内的能量通过变压器传递至副边,副边二极管关断,滤波电容C_f为负载提供能量。

分析之前,首先假设滤波电容C_f足够大,且电路中开关管和谐振腔的损耗忽略不计,当MOSFET的开关频率等于变换器的谐振频率时,流过谐振腔的谐振电流i_Lr为

(7)i_Lr=$\frac{\pi }{2\sqrt{2}}\sqrt{\frac{{n}^{2}{U}_{o}^{2}}{{\omega }_{0}^{2}{L}_{m}^{2}}+{\left(\frac{{i}_{o}}{n}\right)}^{2}}$

式(7)中:i_o为输出电流;ω_o为谐振角频率。

在t₀~t₁时刻,励磁电流i_Lm保持线性上升趋势,当到达t₁时刻时,励磁电流上升至与谐振电流相等,即

(8)i_Lr=i_Lm=$\frac{n\pi {U}_{o}}{2\omega {L}_{m}}$

此时谐振电容电压u_Cr为

(9)u_Cr=$\frac{\pi {i}_{o}{Z}_{0}}{2n{U}_{in}}$

式(9)中:Z₀为特征阻抗,Z₀=

$\sqrt{{L}_{r}/{C}_{r}}$

。

基于上述分析,所采用的间歇控制的核心在于对阈值电压U_TH,H的设置,通过控制开关管的导通与关断,将谐振电容电压限制在两个阈值电压之间。假设在每个间歇控制开启阶段内电路中的能量全部传递给了滤波电容C_f,那么输出电压的变化量ΔU_o为

(10)ΔU_o=$\frac{4n{C}_{r}{U}_{TH,H}}{{C}_{f}}$

当变换器带载时,输出电压的变化量小于ΔU_o,根据ΔU_o的设计要求即可计算出阈值电压为

(11)U_TH,H=-U_TH,L=$\frac{{C}_{f}\Delta {U}_{o}}{4n{C}_{r}}$

为了保证变换器在轻载情况下具有良好的效率,可以将半载情况作为临界点,此时变换器的谐振电容电压为

(12)u_Crb=$\frac{\pi {i}_{ob}{Z}_{0}}{2n{U}_{in}}$

式(12)中:i_ob为半载情况下的输出电流。

对其进行归一化之后可得

(13)u_Crb=$\frac{\pi {i}_{ob}{Z}_{0}}{2n}$

由此可知通过调节滤波电容C_f, 使u_Crb限制在U_TH,H和-U_TH,L之间,即可保证在阈值电压内提高变换器轻载效率。

变换器工作频率f_b和占空比D_b的数学表达式为

(14)

$\left\{\begin{array}{l}{f}_{b}=\frac{1}{{T}_{on}+{T}_{off}}\\ {D}_{b}=\frac{{T}_{on}}{{T}_{on}+{T}_{off}}\end{array}\right.$

由于后两个脉冲的持续时间为第一个脉冲的4倍,因此:

(15)

$\left\{\begin{array}{l}{P}_{b}={D}_{b}P\\ {T}_{on}=1.25{T}_{b}\end{array}\right.$

式(15)中:P_b为所采用的间歇控制功率;P为最佳效率点的输出功率;T_b为谐振腔输出时间。变换器工作在轻载情况时,以半载为临界点,取最小关断时间T_off为谐振腔输出时间T_b的一半,联立式(14)和式(15)即可求得间歇控制的最大输出功率为

(16)P_b,max=0.27P_o

式(16)中:P_o为额定功率。

为避免系统在切换点处频繁切换,故留有一定裕量,据此可以计算出负载切换点为

(17)P_bt=0.28P_o

谐振频率f_r是谐振变换器运行的核心参数,间歇控制频率f_b应低于谐振频率,以保持谐振腔的高效能量传递。两者之间的关系为

(18)f_b=f_r/2~f_r/3

输出电压纹波U_ripple与控制频率f_b成反比关系,控制纹波大小计算公式为

(19)U_ripple=i_o/(f_bC_f)

式(18)和式(19)共同决定轻载间歇控制频率。

如图8所示为变换器控制模式切换流程图。综上分析,图中控制方式的选择过程如下:当P_o>P_bt+ΔP时,系统采用变频控制;当P_o<P_bt+ΔP,系统采用间歇控制;当P_o处于P_bt+ΔP和P_bt-ΔP之间时,系统维持控制方式不变,LLC谐振变换器的控制策略框图如图9所示。

4 实验验证

为了验证所提控制策略的有效性,搭建了一台输出功率为480 W的实验样机进行测试,该样机的电路参数如表1所示。设计的变换器样机如图10所示。

如图11所示为输入电压380 V,输出电压48 V时,变换器第一桥臂下管Q₂的驱动电压U_gs2,漏源极电压U_ds2和谐振电流I_Lr在负载50、240、480 W下的波形图。

从图11中可以看出,当开关管导通时,漏源极电压U_ds2已经降为零,实现了全负载范围内原边开关管的零电压导通。

如图12所示为输入电压380 V,输出电压48 V时,变换器副边二极管电流I_D和副边二极管电压U_D在输出功率50、240和480 W下的波形图。

从图12中可以看出在副边二极管关断之前,流过副边二极管的电流已经降为零,实现了全负载范围内副边二极管的零电流关断。

如图13(a)所示为负载功率50 W切换至150 W时,从变频控制切换为多脉冲间歇控制的实验波形图。如图13(b)所示为负载功率150 W切换至50 W时,从多脉冲间歇控制切换为变频控制的实验波形图。

从图13可以看出变换器在两种控制方式下平滑切换,与理论分析基本一致,验证了所提控制模式切换点的合理性。

如表2所示为变换器恒压输出48 V时传统间歇控制与混合控制的电路效率参数对比。

根据表2中数据绘制变换器效率曲线如图14所示。

通过观察图14可以看出,所提出改进的间歇控制有效提高了变换器轻载效率,并且负载越轻提高的效率越明显。

5 结论

针对全桥LLC谐振变换器传统变频控制下轻载效率低的问题,提出了一种改进间歇控制方法,通过控制开关管的导通与关断,将谐振电容电压限制在两个阈值电压之间,并将其与变频控制相结合,构成混合控制策略,根据间歇控制的最大输出功率设定了明确的模式切换点来达到最佳控制效果,改善了全桥LLC谐振变换器的性能,进而提高了变换器轻载下的效率。最后搭建了一台480 W的全桥LLC谐振变换器样机进行试验测试。测试结果表明变换器能实现全负载范围内软开关,且在轻载区间内,混合控制比单一间歇控制的效率平均提升了1.77%,验证了混合控制策略的有效性。

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原文顺序 | 出版日期 | 本文引用

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